一、引言
半桥和全桥拓扑晶体管的电压应力等于直流输入电压，而不像推挽、单端正激或交错正激拓扑那样为输入电压的两倍。所以，桥式拓扑广泛应用于那些直流供电电压高于晶体管的安全耐压值的离线式变换器中。输入网压为220V或更高的场合普遍地使用桥式拓扑。当然在输入网压为120V时也有使用桥式拓扑的情况。
桥式拓扑的另一优点是，能将变压器初级侧的漏感电压尖峰（如图2.1和图2.10所示）钳位于直流母线电压，并将漏感储存的能量回馈到输入母线，而不是损耗在有损缓冲电路的电阻元件上。
二、半桥变换器拓扑
1.工作原理
半桥变换器拓扑如图31所示。如同双端正激变换器那样，晶体管关断时承受电压应力为Vdc而不是2Vdc。这个优点使得半桥变换器拓扑在网压为220V的欧洲市场设备中得到了广泛应用。
，最大导通时间为0.8T/2，在已知磁心种类和磁心面积的情况下，可以通过法拉第定律（式（1.17））计算出初级绕组匝数。磁感应增量dB值为峰值磁密期望值（频率低于50kHz时选用1600G，频率越高该值越小）的两倍。2.3.9节中介绍过，正激变换器的磁心只工作于磁滞回线的第一象限，而半桥变换器的磁心工作于磁滞回线的第一、三象限，所以半桥变换器磁感应增量dB取峰值磁密期望值的两倍。
（2）输入电压、初级电流、输出功率之间的关系
设效率为80％，则有
电源输入电压最低时，输入功率等于初级电压最小值与对应的初级平均电流的乘积。如前所述，输入直流电压最小时，每半周期导通时间最大值选为0.8T/2。由于每周期有两个脉宽为0.8T/2的电流脉冲，电压为
时的输入功率为
，其中，Ipft为初级电流脉冲等效为平顶脉冲后的峰值
（3）初级线径的选择
在输出功率相同的条件下，半桥变换器的初级线径要比推挽电路的大很多。但由于推挽电路有两个初级且每个初级承受的电压是半桥电路电压的两倍，因此两种拓扑的绕组尺寸相差不多。
半桥拓扑初级电流有效值
，由式（3.1）可得
设每有效值安培需要500圆密耳，则所需的总圆密耳数为
（4）次级绕组匝数和线径的选择
由式（2.1）至式（2.3）可以计算出次级绕组匝数。其中，
，式中的
需替换为初级最小电压值
。
半桥变换器次级电流有效值和线径可通过式（2.13）和式（2.14）计算。这与全波整流型推挽电路次级的相关计算完全相同。
3.输出滤波器的设计
由于对输出电感电流幅值及输出纹波电压的要求与推挽电路一样，所以输出电感和电容的选择可参照式（2.20）和式（2.22）进行计算。
4.防止磁通不平衡的隔直电容的选择
为了避免2.2.5节讨论的推挽电路的磁通不平衡问题，在图3.1中，初级设置了串联小电容Cb。磁通不平衡在初级置位伏秒数与复位伏秒数不相等时发生。
因此，在半桥电路中，若C1、C2节点处的电压不能精确到电源电压的一半，则Q1导通时初级承受的电压将与Q2导通时的不相等，磁通会沿磁滞回线正向或反向持续增加直至使磁心饱和，损坏晶体管。
饱和效应的产生是由于初级存在直流分量。为了避免这个直流分量的存在，可在初级串联小容值的隔直电容。电流Ipft流过时，该电容被充电，这部分充电电压使初级平顶脉冲电压有所下降，如图2所示。
图3.2
若滤波电容的节点处的电压不能精确到电源电压的一半，则为防止磁通不平衡，必须在半桥变换器的变压器初级串联小容值隔直电容Cb。初级电流对该电容充电，导致初级电压下降，下降幅度不应该超过10％（dV为允许的下降量）。
该直流偏移电压占用一部分电压，使次级电压降低，则获得同样输出电压所需的导通时间延长。一般希望尽可能地使初级脉冲电压保持为平顶波。
在这个例子中，设允许的压降为dV，产生该压降的等效平顶脉冲电流为式（3.1）中的Ipft，而流通该电流的时间为0.8T/2，这样所需隔直电容值可简单地通过下式得到
例如，一个功率为150W的半桥电路，额定直流输入电压为320V，频率为100kHz，假设有15％的网压波动，最小输入电压为272V，则初级电压应为±272/2V或±136V。
初级平顶脉冲电压允许的下降量约为10％，即约为14V。
根据式（3.1），已知功率为150W，
则
，再由式（3.4）可得
。当然，该电容应为非极性电容。
5.半桥变换器的漏感问题
半桥变换器不存在像单端正激和推挽拓扑中那样麻烦的漏感尖峰问题，因为晶体管Q1、Q2分别并联了二极管D5、D6，它将晶体管承受的漏感尖峰电压钳位于Vdc。
Q1导通时，负载电流和励磁电流流过Q1、变压器T1的漏感、Np并联的励磁电感及按匝比平方折算到初级的次级负载等效阻抗，最后流经Cb到达C1、C2节点，Np同名端电压为正。
Q1关断时，励磁电感迫使所有绕组电压极性反向，通过（次级到初级）反激式的作用，Np同名端电压变负，如果这个状态继续的话，使Q1承受远大于Vdc的电压，有可能使其损坏，同时也可能使Q2承受反压而损坏。然而D6把T1的同名端电压钳位，使得T1的同名端电压不可能比直流输入母线的负端更低。
同理，Q2导通时，励磁电感储存能量，Np同名端相对于异名端为负压（T1初级绕组两端电压接近Vdc/2）；Q2关断时，励磁电感使所有绕组电压极性反向。Np同名端电压力图变正，但由于D5的存在，Np同名端电压被钳位于正母线电压。这样，导通时间内的漏感储能就会经D5、D6反馈给电源Vdc。
6.半桥变换器与双端正激变换器的比较
由于半桥变换器晶体管承受的关断电压与双端正激变换器承受的关断电压同样为Vdc（而非2Vdc），所以这两种拓扑构成的电源在网压为220V的欧洲市场设备中得到了广泛应用。有必要对两者进行比较。
两者最主要区别在于，半桥变换器次级输出为全波整流而非双端正激变换器输出的半波整流。因此半桥变换器的方波频率是正激变换器的两倍，从而使半桥变换器输出电感L、输出电容C的数值小得多。
补充：“频率”这个术语，当用于双端和单端变换器时，意义不大。用它研究次级脉冲的重复率更合适。若次级脉冲重复率（一般为单端变换器开关频率的两倍）相同时，传输的转换功率也是相同的。这仅关乎（与频率相关的）功率转换的方式，而与（双端和单端变换器）功率额定值的区别无关。如在推挽情况下，正负半周期各产生一个输出脉冲，从而导致每个周期有两个脉冲（脉冲频率加倍）。所以简单地使单端拓扑在相同的周期内产生两个脉冲，也会在输出端得到相同的输出。
单端和双端变换器的本质区别体现在磁感应增量上。推挽变换器使磁通量从BH环曲线的负端（第三象限）变化到正端（第一象限），而单端变换器仅在零磁通量到正磁通量之间变化，即前者为后者磁通量的两倍。然而，一般当开关频率在50kHz以上时，磁心损耗限制磁通摆幅的峰—峰值不得超过200mT，这个磁通摆幅值很容易由推挽和单端变换器推导而得。
正激变换器次级峰值电压比半桥变换器高，因为它的次级占空比只有半桥变换器的一半。但这一点只在2.5.1节中讨论的情况下（输出直流电压大于200V）才比较明显。因为正激变换器的变压器必须承受全部电源电压，所以正激变换器变压器初级绕组匝数是半桥变换器的两倍。因此半桥变换器绕组的成本较低，寄生电容也更小。
补充：尽管半桥变换器的绕组更少，但是电流加倍，且铜损与I2成正比，所以在要求相同的铜损时，线径必须是正激变换器的两倍。
半桥变换器的另一优点是它的由邻近效应（见7.5.6.1节）形成的绕组损耗比正激变换器的稍低。
邻近效应损耗是由于相邻绕组层的电流感应涡流电流造成的，它随着绕组层数增加而迅速增加。由于相同功率及相同直流输出电压下半桥变换器初级匝数只有双端正激变换器的一半，所以其损耗比正激变换器的小。但由于半桥变换器的线径较大，如正激变换器所需圆密耳数为
（式（2.42）），而半桥变换器的为
（式（3.3）），所以最终两者实际损耗相差也不大。
实际应用中，半桥变换器邻近效应损耗较小的优点并不显著。关于邻近效应损耗将在第7章详细讨论。
7.半桥变换器实际输出功率的限制
半桥变换器最大输出功率由峰值初级电流和晶体管能承受的最大关断电压决定。半桥变换器工作于网压输入为120V倍压模式时，如图3.1所示，与2.4.1.1节中介绍的双端正激变换器一样，其输出功率极限约为400～500W。此时初级等效平顶脉冲电流峰值
。若考虑15％的瞬态波动和10％的稳态波动，则晶体管能承受的最大关断电压为
最小直流输入电压为
＝1.41×120×2/1.1/1.15＝268V。
若输出功率为500W，则由式（3.1）可知，最大初级等效平顶电流Ipft＝3.13×500/268＝5.84A。很多MOSFET管和双极型晶体管都能满足428V耐压、6A电流的要求。当然，由于大多数满足该电流等级的快速晶体管的电压参数Vceo只有400V，为安全承受428V关断电压还必须在关断时提供-1～-5V的基极反压。
虽然半桥变换器输出功率可达1000W，但是大多数满足12A电流等级的快速双极型晶体管的放大倍数往往太小，而满足电流电压条件的MOSFET管的导通压降又太大，且成本也高。因此，输出功率超过500W时，一般考虑应用可使功率加倍的半桥改进变换器——全桥变换器。
三、全桥变换器拓扑
1.基本工作原理
全桥变换器拓扑如图3所示，其输入与半桥变换器相同，采用倍压/全桥切换整流电路。全桥拓扑可用于构成接440V网电的离线变换器。
图3 全桥变换器拓扑。
功率变压器T1接在晶体管Q1、Q2节点与Q3、Q4节点之间。在每个周期内Q2、Q3与Q4、Q1交替导通，导通时间可调。变压器初级电压为方波，幅值为±Vdc，不同于半桥的±Vdc/2，所以全桥变换器的额定输出功率为半桥的两倍。
全桥变换器最主要的优点是，其初级施加的是幅值为±Vdc的方波电压，而非半桥变换器的±Vdc/2，但其晶体管承受的关断电压却与半桥变换器相同，等于最大输入直流电压。所以在晶体管承受相同峰值电流和电压的条件下，全桥变换器输出功率是半桥变换器的两倍。当然，由于全桥变换器变压器初级承受相当于半桥变换器变压器初级两倍的输入电压，所以其匝数为半桥的两倍。但当输出功率和输入直流电压相同时，全桥变换器初级电流峰值和有效值只有半桥的一半。所以，相同功率下两种变换器的变压器大小是一样的。但若使用较大体积的变压器，全桥变换器可在相同晶体管电流电压定额下得到两倍于半桥的功率输出。
图3中的全桥变换器有两个输出，即主输出Vom和辅输出Vo1。电路工作过程为，斜对角的两个晶体管（Q2和Q3或Q4和Q1）同时导通，两组晶体管交替导通半个周期，若忽略晶体管的导通压降，则施加到变压器的初级电压是幅值为Vdc、宽度为ton（受反馈环控制）的交变方波。
网压和负载变化时，反馈环检测输出电压Vom的变化并调制脉宽ton，以维持输出电压Vom不变。与其他拓扑相同，全桥变换器辅输出在网压改变时能保持不变，但负载变化时，辅输出的变化为5％～8％的额定值。
设每个开关晶体管的导通压降为1V，主输出肖特基整流管的导通压降为0.5V，辅输出整流管导通压降也为1V，则变换器输出电压为
与其他拓扑原理相同，当输入电压Vdc以一定比例上升或下降时，脉宽调制器将以同样的比例减小或增大脉宽，保持（Vdc）（ton）乘积不变，来保持输出电压恒定。
2.全桥变换器磁设计
（1）最大导通时间、磁心尺寸和初级绕组匝数的选择
如图3.3所示，若垂直桥臂上下两管（Q3和Q4或Q1和Q2）同时导通，则会将电源短路从而损坏晶体管。为避免这种情况，应选择使晶体管最大导通时间（由式（3.5b）和式（3.6b）知，发生在直流输入电压
最低时）不超过半周期的80％。也就是说，要根据电压方程正确选择匝比
，使在规定电压
下（
时）变换器仍能输出所要求的电压Vom、Vo1。
磁心尺寸和工作频率可根据第7章中的磁心—频率表选择。若已选定磁心，且已知铁心面积Ae，则可根据法拉第定律（式（1.17））计算初级匝数Np。在式（1.17）中，E是初级最低电压
，dB是所选的0.8T/2（dt）时间内的磁通变化。2.2.9.4节中讨论过，频率低于50kHz时，选择
。由于频率越高，磁心损耗越大，所以频率高于50kHz时，应选择更低的dB值。
（2）初级电流、输出功率和输入电压的关系
设变换器效率为80％，则输出功率
，即
。输入电压为最小值
时，每半个周期晶体管的导通时间为0.8T/2，即占空比为0.8，若忽略晶体管的导通压降，则输入功率为
即
式中，电流Ipft为2.2.10.1节定义的初级等效平顶脉冲电流幅值。
（3）初级线径的选择
因为占空比为0.8，因此电流Ipft的有效值为
，综合式（3.7）可得
设电流密度为500圆密耳每有效值安培，则有
（4）次级绕组匝数和线径的选择
各次级绕组的匝数可根据式（3.5a）和式（3.5b）计算，式中对应规定的最小输入电压
，应有
。Np可根据3.3.2.1节所讲的方法计算，所有的输出电压均为规定值。
次级电流有效值和次级线径的确定与2.2.10.3节所讲的推挽拓扑完全相同。其中，次级电流有效值可根据式（2.13）计算，每个次级半绕组所需圆密耳数可由式（2.14）确定。
3.输出滤波器的计算
全桥变换器拓扑与半桥变换器及推挽拓扑相同，均为全波整流输出，其输出电感和电容可分别由式（2.20）和式（2.22）计算。根据式（2.20）计算最小直流输出电流为额定值的1/10条件下的输出滤波电感值，根据式（2.22）计算给定输出纹波电压峰—峰值Vr和给定电感纹波电流峰—峰值条件下的输出滤波电容值。
4.变压器初级隔直电容的选择
图3.3中，变压器初级串联了一个无极性隔直电容Cb，其容值较小，用以避免3.2.4节所述的磁通不平衡问题。
虽然全桥变换器的磁通不平衡问题没有半桥的严重，但仍可能发生。对双极型晶体管，一个半周期导通对管的储存时间可能与另一个半周期导通对管的不同；对MOSFET管，交替导通的对管的导通压降之间可能存在差异。这些情况都会造成变压器初级侧伏秒数不相等，使磁心偏离平衡点造成饱和，最终损坏晶体管。
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来源：《开关电源设计》，作者：王志强
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