摘要
本文介绍了碳化硅（SiC）器件在高频率 LLC 谐振 DC/DC 转换器中的应用。此类转换器可用于母线转换器、电动汽车充电机、服务器电源和储能系统。在开关频率较高的情况下，LLC 变压器的漏电感可用作谐振电感，在 500 kHz 和 6.6 kW / 400 V 输出下，可以使得体积和重量减少 50%，磁性元件的功率损耗减少 30%。实验结果表明，在输出为 400 V / 16 A 的变频器中，SiC 功率器件的性能优于 Si 基功率器件，在 500 kHz 时的转换器峰值效率接近 98.5%。
简介
高效率和高功率密度一直是开关电源的持续需求[1]。随着碳化硅（SiC）器件等宽禁带（WBG）功率器件的技术开发和应用，使其在许多应用领域有望成为传统硅（Si）器件的替代品。由于它们具有出色的开关速度和较低的开关损耗，以及导通电阻（RDS_ON）的低温依赖性，因此可以实现更高的效率、更高的功率密度、以及更高的鲁棒性和可靠性 [2-5]。此项研究将展示在 500 kHz 到 1.5 MHz 下，SiC MOSFET 在 6.6 kW DC/DC 转换器中的性能。高频率操作的主要优点是变压器和 EMI 滤波器更小，而且变压器中集成了谐振电感，这进一步减小了转换器的尺寸。与传统的 100 kHz – 200 kHz DC/DC 转换器相比，在 500 kHz 下运行的电路磁性元件的体积和重量减少了 50%，LLC 转换器（400 V / 16 A 输出）的峰值效率接近 98.5%。由于 ZVS 产生的串扰要小得多，因此 SiC MOSFET 即使在没有负偏置驱动电压的情况下也可以可靠运行，从而降低了驱动电路成本。本文将介绍高频操作的实用设计指南，如 PCB 布局、磁芯材料和气隙选择、绕组线尺寸和结构、谐振电容器的选择等，并给出试验结果。
图1. 简化的 LLC DC/DC 谐振转换器，采用二极管作为输出整流器
高频率 LLC DC/DC 转换器的模拟
利用 LTspice 对 SiC MOSFET 的性能以及影响转换器效率的因素进行模拟研究。图 1 显示的是一个全桥 LLC DC/DC 转换器的简化原理图。当开关频率为 500 kHz，磁化电感 Lm = 30 µH 时，四个初级开关的模拟总功耗为 80.24 W（每个 20.06 W），由于所有主开关的 ZVS 导通，二极管作为输出整流器，总效率达到 98.11%。
较大的磁化电感 Lm 可以减小磁化电流，降低初级开关的导通损耗；但 Lm 的取值也需要提供足够的磁化电流来使漏极-源极电容完全放电，并确保在死区期间初级开关 ZVS 的导通。因此，Lm 应满足 (1) [6]。
其中，td 是上、下开关两个栅极驱动信号之间的死区时间，fs 是开关频率，CTotal 是总电容，包括初级开关的漏极-源极电容、PCB 的寄生电容和次级侧二极管的反射电容。对于给定的死区时间 td，可以根据 (1) 对 Lm 进行优化设计，实现正常工作时的高效率。
设计注意事项
LLC 变压器的设计
用 (1) 计算出最大磁化电感后，进行高频率操作时，需要仔细考虑磁芯材料、气隙和导线尺寸，否则会造成极大的功率损耗，导致变压器因过热而发生意外故障。在适用于高频率的磁芯材料中，选择了 Acme 的 P61，因为它的功率损耗低，而且易于获得用于大功率应用的磁芯形状，开关频率范围从 500 kHz 到 1 MHz。初步测试使用了 PQ50/28 磁芯。一次绕组（ɸ 0.05 mm × 360 × 4）和二次绕组（ɸ 0.05 mm × 400 × 2 TIW）都使用 Litz 导线，每个绕组有 9 圈。为了减少由气隙附近的边缘磁通引起的铜损，使用了三个分布式气隙而不是一个大的气隙，如图 2 所示。
PCB 布局
PCB 布局对 EMI、信号完整性以及电路效率和操作起着至关重要的作用，尤其是对于高频率 LLC 转换器而言。图 3 显示了 LLC 转换器实验 PCB 中存在的寄生电容（版本 1 和版本 2）。版本 1 的 PCB 采用了较大面积的铜片，目的是为了减少 PCB 线路的功率损耗和消除电流回路的磁场；但是，由于不同铜层之间存在较大面积的重叠，因此产生了表 I 所示的较大寄生电容。版本 2 的 PCB 的铜线和迹线重叠区域小得多，因此其产生的寄生电容大大降低。使用手持 LRC 测量仪在裸露的 PCB（没有填充任何部件）上测量寄生电容。在 LLC 电路中，开关（CP1-CP4）、变压器绕组（CP8-CP10）和初级侧中点（CP11）之间的大寄生电容会导致不希望出现的效率下降（如表 1 所示，测得效率下降了 0.8%，功率损耗增加了 26 W）。因此，需要在降低铜损和寄生效应之间进行权衡。
表1. 测得寄生电容（单位：pF）与性能对比
图 2. 将漏电感用作谐振电感的薄型变压器（PQ50/28P61）：
(a) 带有分布式气隙的磁芯，(b) 变压器实验样机
图 3. PCB 上的寄生电容
实验结果
图 4 显示的是功率密度为 128 W/in3 的原型图，初级开关采用 TO-247-3 封装的 SiC MOSFET（C3M0060065D，60 mΩ / 650 V），输出整流器采用 TO-220 封装的 SiC 二极管（C6D10065A，10 A / 650 V）。由于高频率操作，谐振电感采用了主变压器的漏电感（1 µH），因而不需要外部电感。基于 TI DSP 的控制卡（TMDSCNCD280049C）用于产生开环操作或闭环操作所需的栅极驱动信号，以调节输出电压。辅助电源（Wolfspeed 提供的 CRD-15DD17P）为控制电路和栅极驱动器供电。
图 4. 高频率 LLC 转换器原型的照片
图 5 显示了在 400 V / 16 A 直流输出下，测量效率与开关频率的关系。最佳开关频率范围为 500 kHz 到 650 kHz，效率无明显下降。随着开关频率的增加，效率的下降主要是由于 LLC 变压器 [7]-[9] 中与频率相关的铜损和磁芯损耗增加，以及 PCB 线路损耗。频率从 500 kHz 增加到 1 MHz 时，栅极驱动导致的功耗增加了 2.2 W，而每个 MOSFET 的功耗增加了 3.5 W（模拟时从 20.06 W 增加到 23.56 W）。图 6 显示了开环操作中效率与输出功率的关系图。在半负载（约 3 kW）时，可实现约 98.5% 的峰值效率。图 7 显示了初级侧上开关捕获的栅极-源极和漏极-源极波形，以及在 550 kHz 和 400 V 输入时初级侧谐振电流波形。
此外，我们还与初级侧开关的 Si 基功率器件（友商的 IPW60R70CFD7，57 mΩ / 600 V）进行了对比测试。与 Si 基 MOSFET 相比，SiC 基 Wolfspeed 器件 C3M0060065D 的导通电阻随结温升高而增加的幅度要小得多。图 8 显示了这两种器件的导通电阻与温度的关系图。在 150 °C 时，SiC 器件的归一化导通电阻为 1.3，而 Si 基器件则达到 2.3。图 9 显示了不同功率器件的效率与输出功率的关系图。Si 基 MOSFET 由于其导通电阻随温度的升高而显著增加，开关损耗较大，在高功率时效率降低 1%，在相同的散热条件下已进入热失控状态。
图 5. 效率与开关频率的关系图
图 6. SiC 器件效率与输出功率的关系图
图 7. 捕获的栅极-源极电压 [黄线：10 V/div.]、漏极-源极电压 [绿线：100 V /div.] 以及初级电流 [红线：25 A/div.] 波形，频率为 500 kHz，时标为 500 ns/div.
图 8. 归一化导通电阻随结温的增加而增加：红线 - Si 基器件，黑线 - SiC 基器件
图 9. Si 基和 SiC 基 MOSFET 在 550 kHz 和 390 V 输入时的效率与输出功率的关系图
图 10. 捕获的栅极-源极电压 [黄线：10 V/div.]、漏极-源极电压 [绿线：100 V/div.] 以及初级电流 [红线：25 A/div.] 波形，频率为 500 kHz，关断 MOSFTE 时无负电压，时标为 500 ns/ div.
图 11. 负压驱动和无负压驱动时的效率与输出功率关系图
对于在半桥或全桥电路中使用的 MOSFET 的关断，通常建议使用负栅极驱动电压（对于 C3M006065D 为-3 V ~ -4 V），以防止因高 dv/dt 引起的串扰而导致快速开关器件的误导通。但是，在 LLC 电路中，所有开关都是在零电压下通过软开关导通的，所以 dv/dt 要低得多，不会发生严重的串扰。因此，可以不需要开关关断的负电压，以降低驱动电路的复杂度和成本。图 10 显示了在没有栅极驱动负电压情况下捕获的波形。从图 11 中未观察到异常栅极驱动信号，也未看到明显的效率差异。
结论
本文介绍了一种采用 SiC MOSFET 和集成磁性元件的 LLC 谐振 DC/DC 转换器，并在 500 kHz - 1.5 MHz 范围内进行了全面测试。研究发现，精心设计的 PCB 布局和变压器是实现高转换效率的关键。在功率密度为 128 W/in3 的情况下，获得了超过 98% 的峰值效率。测试效率数据和捕获的波形表明，SiC MOSFET 在比传统 Si 基器件高得多的频率下操作时具有优越的性能。此外，测试表明，在谐振 LLC 拓扑中，由于 ZVS 引起的串扰较小，即使在没有用于关断功率器件的负驱动电压的情况下，SiC MOSFET 也能够可靠地操作，因此降低了驱动的复杂度和成本。这些宽禁带器件在各种应用中为高效率、高功率密度的功率转换提供了前所未有的机会。未来的研究将把平面磁性元件与表面贴装功率器件结合起来，以实现更高功率密度转换器的设计。
参考资料
[1] M. Paolucci, “Improving Power Density and Efficiency in Servers and Telecom,” Power Systems Design, Nov. 2015.
[2] R. Wang, P. Ning, Z. Wang, et al., “A High-Temperature SiC Three Phase AC-DC Converter Design for > 100 C Ambient Temperature,” IEEE Trans. Power Electronics, vol. 28, no. 1, pp 55-572, Jan. 2013.
[3] L. Zhang, S. Guo, X. Li, et al., "Integrated SiC MOSFET Module with Ultralow Parasitic Inductance for Noise Free Ultrahigh Speed Switching," in Wide Bandgap Power Devices and Applications (WiPDA), 2015 IEEE 3rd Workshop, pp.224-229, 2-4 Nov. 2015.
[4] J. W. Palmour, L. Cheng, V. Pala, et al., “Silicon Carbide Power MOSFETs: Breakthrough Performance from 900 V up to 15 kV,” in Power Semiconductor, pp.79–82, 15–19 June 2014.
[5] G. Wang, F. Wang, G. Magai, et al., “Performance Comparison of 1200V 100A SiC MOSFET and 1200V 100A Silicon IGBT,” in 2013 IEEE ECCE, pp.3230-3234, 15–19 Sept. 2013.
[6] B. Lu, W. Liu, Y. Liang, et al., “Optimal Design Methodology for LLC Resonant Converter,” IEEE-APEC Proc., 2006, pp. 533-538.
[7] W. G. Hurley, E. Gath, and J. G. Breslin, “Optimizing the AC Resistance of Multilayer Transformer Windings with Arbitrary Current Waveforms,” IEEE Transactions on Power Electronics, pp. 369-376, Vol. 15, No. 2, March 2000. 369–76.
[8] C. R. Sullivan, “Optimal Choice for Number of Strands in a Litz-Wire Transformer Winding,” IEEE Transactions on Power Electronics, pp.283-291, Vol. 14, No. 2, March 19.
关于英文原稿，敬请访问：
https://www.wolfspeed.com/knowledge-center/article/application-of-sic-mosfets-in-6-6kw-high-frequency-high-power-density-power-converter
,
