我们来看反激电源，这个是开关电源原边电感的电流波形，电流线性上升之前会冒出一个电流尖峰，有时候甚至比正常的峰值电流还要高很多，这个大家测试波形的时候应该很容易看到。
这个尖峰对电源是有害的
1、因为这个尖峰的存在，开关电源芯片为了防止误触发加入了前沿消隐，如果太高还是有可能误触发。
2、这个尖峰（di/dt很大）对开关电源EMI影响不小。
3、这个尖峰电流会增大MOS开关管开通时的交越损耗，降低效率
4、客户看着不爽，工程师自己看着也不爽
所以我们希望它越小越好最好是没有。要降低这个尖峰就必须知道他的来源。对于这个下面我来分享一下我的看法，如有错误还请指出。
对于反激拓扑中，在MOS管开启的那一瞬间，有2条实际接了线的路径，一条是驱动那边，另一条是mos的漏原极到电感，最后一个就是副边电流通过变压器耦合过来的。
1、MOS管开启时驱动电流由G流到S到地这条路径是有电流的（驱动电路上有驱动电阻限制驱动电流的这个电流不大）。
2、另外一条通路从MOS下来的，从表面上看这条通路连接电感，电感上的这个电流实际上就是主电流是从0缓慢（相对于尖峰电流）上升的，但别忘了还有一个隐藏的通路就是变压器原边绕组是有寄生电容的（层间电容和匝间电容），这个寄生电容里面存储的电量瞬间由MOS到地放出，会产生一个较大尖峰电流。
3、还有一个就是从副边耦合过来的电流，我们都知道副边整流二极管从导通（正偏）到反偏的这个过程中二极管有一个反向恢复电流。这个反向恢复电流是通过二极管和变压器副边绕组的，它会通过耦合折射到原边绕组上的（注意：在DCM下没有反向恢复电流）。
在反向电场作用下，Ｐ区电子被拉回Ｎ区，Ｎ区空穴被拉回Ｐ区，形成反向漂移电流IR，如下图所示；
经过分析之后，这个尖峰电流由3部分组成：
1、驱动电流（很小）
2、原边绕组寄生电容通过MOS瞬间释放电流
3、副边二极管反向恢复电流（DCM无反向恢复电流）
好了我们知道主要是有2、3引起的这个电流，我们就可以对症下药了。
对策:
一，减小变压器原边绕组分布电流
① 变压器使用三明治绕法使原边绕组分开
② 减小原边绕组的匝数（比如可以用Ae值比较大的磁芯（PQ等）可以减少变压器匝数）
③ 尽量绕成单层绕组
二，减少副边反向恢复电流
① 如果是功率很小的开关电源把变压器设计在DCM模式下运行(DCM无反向电流）。
② 使用准谐振芯片（准谐振也是在DCM）
③ 使用反向恢复特性好的二极管，比如肖特基，当然还有碳化硅二极管，注意碳化硅二极管成本非常高。
但无论怎么样这个尖峰是无法完全消除的。
Comment:
所以，我们在设计的时候，也没必要特别纠结这个尖峰电流1.三明治绕法降低漏感、减少匝数来降低铜损，单层绕组降低漏感；2.功率很小的电源本来就该设计在DCM，对效率要求高的反激电源本来就该使用准谐振方案，输出二极管本来就该选反向恢复特性好的来降低二极管反向恢复损耗。
所以我们也没必要专门针这个尖峰电流取刻意执行这些对策。
还有就是消除尖峰电流的同时，后面我们也要注意下EMI的影响，往往这两者是一个跷跷板，我们需要根据实际测试的一个折中取舍。
以上只是个人的一个想法，如有不妥之处欢迎大家下面讨论。
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